Convertitore AC/AC a parzializzazione

Premessa

Riporto in questa pagina i punti salienti di quella che è stata la mia tesina di V^ superiore. Il lavoro completo è liberamente scaricabile (a patto di citarne la fonte) sempre dal mio sito. Lo scopo finale del lavoro svolto è stato la progettazione e successiva realizzazione di un convertitore AC/AC ad angolo di fase, destinato a gestire carichi fortemente induttivi; Si è voluto sviluppare il progetto in modo da ottenere un convertitore in grado di gestire carichi fino a 2,3kVA e tensione nominale 230V. Si sono analizzate, oltre alla strategia di controllo necessaria, anche problematiche quali la protezione del convertitore, le interferenze elettromagnetiche generate, la conformità con le norme CEI.

Convertitori AC/AC, principio di funzionamento

Questi dispositivi hanno un vastissimo campo d’impiego: dal controllo di motori AC, alla conversione nelle reti di distribuzione a livello internazionale. Posso essere suddivisi, in base alla modalità con cui avviene la conversione ed alla grandezza elettrica che può essere controllata, in:

- cicloconvertitori (tensione e frequenza)

- cicloinvertitori (tensione e frequenza in intervalli più ampi rispetto ai primi)

- regolatori di tensione in AC (consentono la sola regolazione dell’ampiezza)

La tipologia scelta in questo caso è la terza, cioè si agirà unicamente sul valore efficace della tensione che alimenta il dispositivo per ottenere la regolazione della grandezza che si vuole controllare (ad esempio la luminosità nel caso di una lampada o la velocità di rotazione nel caso di un motore). Il motivo fondamentale risiede nella semplicità progettuale e costruttiva che si traducono anche in una grande economicità della soluzione. Tale scelta è resa possibile dal fatto che la potenza nominale del dispositivo è relativamente bassa (<3kVA); infatti, quando le potenze in gioco iniziano ad assumere valori rilevanti tale soluzione non è usata (in particolare, se la natura del carico è reattiva, vi sono seri problemi di armoniche) e si ricorre piuttosto ai cicloconvertitori o ai cicloinvertitori. Il principio di funzionamento consiste nel regolare il flusso di potenza diretto al carico variando il valore efficace della tensione alternata applicata al carico stesso. La variazione del valore efficace può essere ottenuta in due modi distinti, che determinano le due diverse tipologie di regolatori di tensione:

- connettendo il carico per alcuni cicli della tensione e sconnettendolo per altri; questo è ciò che fanno i convertitori con controllo On-Off

- regolando la porzione della forma d’onda di alimentazione che giunge sul carico; è ciò che fanno i convertitori ad angolo di fase (o controllo di fase)

In entrambi i casi si parzializza la tensione (grazie a delle commutazioni), da cui nasce il termine convertitore a parzializzazione, che individua indistintamente le due tipologie. Lo schema di principio, ugualmente valido per le due tipologie, è riportato qschema base convertitore ac/acui a fianco. Come risulta evidente, la parzializzazione della tensione è effettuata da uno o più dispositivi di potenza a semiconduttore (in questo caso due SCR) che, posti tra l’alimentazione ed il carico, forniscono e tolgono alternativamente la tensione su quest’ultimo. Il carico viene connesso appena giunge un impulso sui gate dei due tiristori. Cessato tale impulso il carico si sconnette automaticamente appena la tensione inverte polarità. Per quanto riguarda il controllo On-Off, questo risulta utile nelle applicazioni che presentano un’elevata inerzia meccanica o alte costanti di tempo termiche (come nei sistemi di riscaldamento industriale). Non essendo questo il nostro caso (si vuole realizzare un regolatore in grado di pilotare un’ampia varietà di carichi, non unicamente quelli dotati d’inerzia elevata) ci si è orientati verso il controllo ad angolo di fase.

Scelta della strategia di controllo

La scelta della strategia di controllo è decisiva per le prestazioni finali. Una determinata strategia potrebbe infatti dare un regolatore in grado di pilotare eccellentemente i carichi resistivi ma del tutto inutile se il carico presentasse componenti induttive (come nel nostro caso). Per meglio comprendere le problematiche introdotte da tale tipologia di carichi, riprendiamo in considerazione il circuito della figura sopra. Come già accennato, appena sui gate dei due tiristori giunge il segnale d’innesco, uno dei due forme d'ondainizia a condurre e nel circuito si instaura una corrente i. L’angolo d’innesco sarà indicato con α. L’SCR continua a condurre per un certo periodo, ossia fino a quando la corrente nel circuito non raggiunge lo 0 (più precisamente, nella realtà, un determinato valore Ih, di holding che varia in base al dispositivo e ha un ordine di grandezza delle decine di mA). Ciò accade, nel caso di carichi resistivi, quando ωt = π. Terminato questo semiperiodo, il nuovo segnale di trigger giungerà nuovamente dopo un angolo pari a α ed il ciclo si ripeterà. La differenza fra l’angolo di estinzione (che in questo caso corrisponde a π) e quello d’innesco, sarà indicata con la lettera δ e costituirà l’angolo di conduzione (le forme d’onda di tensioni e correnti, per questo caso, sono riportate nella figura sopra a destra). Nel caso di carico induttivo (come in figura a sinistra) la situazione cambia: supponiamo che il tiristore T1 carico induttivovenga acceso durante la semionda positiva e che vi passi quindi tutta la corrente del carico (T2 infatti è interdetto). Vista la presenza di una componente induttiva T1 non si interdirà al passaggio della tensione per lo zero , dopo il quale la tensione assumerà valore negativo. Esso invece passerà nello stato di Off quando la corrente i che lo attraversa si annullerà (nell’istante ωt = β, dove β è l’angolo di estinzione), e si avranno le forme d'onda riportate nella figura in basso a destra. La presenza di una componente induttiva determina un ritardo nell’azzeramento della corrente direttamente proporzionale all’induttanza del carico (ritenendo trascurabile quella del circuito). grafici con carico induttivoE’ proprio questo fatto che determina la necessità di adottare una strategia di controllo diversa da quella usualmente utilizzata che vede l’utilizzo di impulsi di gate di breve durata, che commutano il dispositivo dallo stato Off a quello On. Questi impulsi brevi non sono utilizzabili con un carico RL per il seguente motivo (riferendosi alle forme d’onda qui sopra): nel caso visualizzato la componente induttiva è relativamente piccola e questo determina un ritardo nello spegnimento del dispositivo (che si interdice non più con ωt = π ma con ωt = β). Con una componente induttiva ancora maggiore l’angolo di spegnimento β potrebbe trovarsi dopo l’angolo di accensione α+π. Questo significa che una volta spentosi il TRIAC, il secondo impulso di gate è già cessato e per ri-eccitare il TRIAC dovremo aspettare il periodo seguente. Tale fatto comporta una dissimmetria delle forme d’onda oltre a un valore di tensione che non è quello desiderato. Questo inconveniente viene superato ricorrendo a una strategia di controllo che prevede di eccitare il gate dei tiristori, con un impulso di durata prolungata (pari a π-α). Nella pratica anche tale soluzione presenta un inconveniente non da poco: infatti segnali di gate continui comportano delle maggiori perdite e richiedono una corrente più alta. Si ovvia a ciò pilotando i gate con un treno di impulsi di breve durata. La strategia diventa allora la seguente:

- in prossimità del passaggio della tensione di alimentazione per lo zero si genera un treno di impulsi

- si ritarda tale treno di impulsi di un angolo α fissato e lo si applica al gate del TRIAC (o dei tiristori)

- si genera un secondo treno di impulsi e lo si ritarda di un angolo pari a α+π per comandare nuovamente il gate

Progettazione di massima del circuito

schema di principio del convertitore AC/AC per carichi induttiviLo schema di principio del circuito è riportato a lato; il TRIAC Ts è ausiliario, e serve a generare il treno di impulsi, T invece è il TRIAC principale. La costante di tempo, e quindi l’angolo α, sono determinati dal condensatore C, la resistenza Rt ed il potenziometro P. Il DIAC D innesca T non appena la tensione raggiunta dal condensatore C raggiunge il valore di breakover del DIAC. Il funzionamento del circuito è il seguente: la semionda positiva della tensione carica il condensatore C attraverso il potenziometro P e la resistenza Rt (questi tre elementi determinano il ritardo di accensione del TRIAC e quindi l’angolo α; variando la resistenza del potenziometro varia la costante di tempo e quindi l’angolo di accensione). Quando la tensione sul condensatore C raggiunge il valore di breakover del DIAC D (che in genere si aggira sulla trentina di volt) il DIAC si innesca (ora è assimilabile ad un interruttore chiuso) permettendo l’instaurarsi di una corrente che porta il TRIAC T in conduzione. Contemporaneamente si innesca anche il TRIAC Ts. Una volta in conduzione Ts (essendo anch’esso paragonabile ad un interruttore chiuso) cortocircuita il potenziometro P, bypassandolo. Questo significa che ora (siamo ancora in presenza della semionda positiva) a determinare la costante di tempo sono solo C ed Rt; Rt ha, volutamente, una resistenza molto bassa, il che si traduce in una costante di tempo molto piccola (da 10 a più volte) rispetto a quella precedente. Ciò significa che finché permane la semionda positiva vi saranno una serie di numerosi cicli di carica e scarica del gruppo C-Rt, ossia il treno di impulsi da noi voluto. Questo treno permane fino al passaggio della semionda per lo zero, avvenuto il quale Ts si disinnesca riportando la costante di tempo al valore C(P+Rt). Nel frattempo nel carico la corrente continua a permanere. Quando questa raggiunge lo zero, durante la seconda semionda, l’angolo α è già stato superato e il gate di T viene ri-eccittato dal treno di impulsi che intanto si è ristabilito. Il ciclo si ripete e dopo una breve fase transitoria, durante la quale non vi è una perfetta simmetria, il funzionamento entra a regime garantendo una corretta alimentazione del carico.

Circuiti ausiliari

sistema regolazione minimoNella gran parte delle applicazioni il range di regolazione non andrà dallo 0% al 100%, ma partirà da un valore più alto, ad esempio 30%; questo sia per esigenze dell⿿utente (che vuole regolare un motore, ad esempio, da 800 a 1500g/min, e vuole evitare che una accidentale variazione del valore assunto dal potenziometro azzeri la velocità), sia per limiti imposti dal circuito utilizzatore (nel caso di un motore , ad esempio, sotto un certo valore di tensione la macchina non entra neppure in rotazione). Al posto del solo potenziometro P si adotterà un circuito che prevede due rami posti in parallelo, ognuno dei quali si compone di una resistenza (necessaria a mantenere un valore minimo di resistenza, imprescindibile sia a livello di costante di tempo sia di limitazione della corrente nel ramo) e un potenziometro in uno dei rami e un trimmer nell⿿altro. Supponiamo che P1 sia il potenziometro e P2 il trimmer. Il primo verrà allora usato per regolare l'angolo α e quindi il valore efficace, mentre il secondo servirà a regolare la soglia minima. Esso verrà tarato al primo utilizzo, in base al carico che andrà ad alimentare.

circuito scarica condensatoriNella figura a fianco è riportato il circuito di scarica del condensatore che ha lo scopo di azzerare, al termine di ogni semionda della tensione di alimentazione, la carica residua accumulata nel condensatore. Senza questo circuito potrebbe rimanere, tra un semiciclo della tensione ed un altro opposto, una carica residua che sfalserebbe inevitabilmente l’angolo di innesco del TRIAC (perché il condensatore raggiungerebbe in meno tempo la tensione di breakover del DIAC, anticipando l’angolo α).

funzionamento scarica condensatoriNella figura a fianco è riportato il funzionamento di tale circuito; quando la tensione passa per lo 0, la carica rimanente nel condensatore polarizza direttamente due diodi alla volta, creando un circuito che attraverso le due resistenze, scarica la tensione residua. Il circuito ha un limite intrinseco, dovuto alla tensione di soglia dei due diodi: quando la tensione scende a ⿿ 1.4V (la somma delle tensioni di soglia dei due diodi), questi si interdicono. Si evince quindi che rimarrà sempre una quota minima di tensione (che non comporta però un grande errore nella regolazione). Più complesso risulta lo studio del circuito quando la tensione non risulta pari a 0, per tale motivo lo lascio alla relazione completa (qui in pdf).

Bigogna poi adottare uno snubber RC che, posto in parallelo al TRIAC, si occupa della sua protezione da elevati dv/dt. Quando viene applicata una tensione tra i due Anodi del TRIAC, la variazione di questa in rapporto al tempo (il cosiddetto dv/dt) potrebbe assumere un valore elevato, tale da danneggiare il dispositivo (o nel migliore dei casi determinare una commutazione indesiderata dello stesso). Per evitare il problema si collega tra i due anodi del TRIAC un circuito, detto snubber RC, composto da una resistenza in serie ad un condensatore. La sua presenza limita la variazione di tensione ai capi del TRIAC, in modo proporzionale alla costante di tempo dello snubber, τ = RsCs. Lo schema sarebbe quello nel mio caso ho adottato un TRIAC tipo SnubberLess, che integra già al suo interno tale protezione.

schema protezione sovratemperaturaE' stato poi implementato il circuito di protezione da sovratemperature, installato per proteggere il regolatore qualora venisse a trovarsi a lavorare in situazioni stressanti  Lo scopo di tale circuito è interrompere l'alimentazione della parte di potenza del regolatore, preservandolo quindi da danni e stress eccessivo. La protezione è composta da un termistore NTC che, raggiunta la temperatura ritenuta rischiosa, manda in saturazione un transistor (utilizzato come interruttore elettronica) che pilota la bobina di un relè, aprendo un contatto NC (normalmente chiuso) e interrompendo l'alimentazione di potenza. Per facilitare la dispersione del calore sono stati anche inseriti una ventola e un dissipatore (sul TRIAC). Il circuito si divide in due parti: la prima si occupa di adattare la tensione di rete da 230V alternati ai 12 continui necessari per l’alimentazione del relè, della ventola e del circuito di misura. La tensione di rete, mediante un trasformatore viene portata da 230Vac a 12Vac e convertita in tensione continua (o meglio pulsante, con frequenza pari a 100Hz) dal ponte raddrizzatore DB. Dopo un primo livellamento, effettuato da C1, la tensione viene stabilizzata dal regolatore IC1; questo è uno stabilizzatore di tensione (la tensione d’uscita non varia cioè al variare dell’assorbimento). La scelta del regolatore integrato è stata fatta in quanto esso necessita dei soli 2 condensatori esterni per funzionare, garantendo una tensione di 12V con assorbimento massimo di 1A (per il modello scelto). Adottando una soluzione integrata, si è avuto anche il vantaggio di non dover effettuare alcun calcolo o progettazione dello stabilizzatore (Il regolatore è già pronto e i condensatori hanno valori ben definiti, forniti dalla casa costruttrice), velocizzando la fase progettuale dell’AEP. Anche C2 effettua un ultimo livellamento della tensione. All’uscita vengono collegati la ventola (mediante il connettore Power fan) e la seconda parte del sistema di protezione. Questa è composta da un partitore resistivo formato da un termistore NTC e un trimmer. Il termistore varia la sua resistenza al variare della temperatura (in particolare diminuisce la resistenza all’aumentare della temperatura), mentre il trimmer viene calibrato inizialmente, in base alla temperatura che viene ritenuta critica per l’apparecchiatura. Quando l’interno dell’AEP raggiunge tale soglia, l’NTC ha un valore di resistenza molto basso, che si traduce in una maggiore tensione sul trimmer, ossia (essendo i due in parallelo) in una tensione tra base ed emettitore tale da far passare il transistor Q in conduzione. Appena questo conduce la bobina del relè è alimentata e apre il contatto normalmente chiuso NC, interrompendo l’alimentazione all’apparato di potenza.

Schema finale

schema finale convertitore AC/ACIn definitiva lo schema finale è riportato qui a fianco. Per i componenti si sono fatte le seguenti scelte: T1 deve avere una corrente nominale di 10A e una tensione Vbo maggiore di 230V, quindi si è scelto un TRIAC BTA16/600 SnubberLess (In =16A Vbo=600Veff). La Ih (holding current, ossia la minima corrente che il dispositivo può reggere senza spegnersi è 50mA) è  50mA; moltiplicata per la tensione efficace di 230V ci da il valore minimo della potenza che deve avere il nostro carico per poter essere regolato, che in questo caso è di 11.5VA. Sotto questo valore il regolatore non funzionerà. convertitore ac acT2 può avere una corrente nominale assai inferiore, servendo solo a bypassare il gruppo resistivo P1, P2, R3, R4, quindi è scelto un TRIAC BT137/500 (In = 4A Vbo = 500Veff). Il DIAC deve avere una corrente nominale di 2A (la tensione è uno standard e si aggira sui 28V). Il varistore Vr deve avere una tensione nominale di 250V. F avrà una corrente nominale variabile a seconda dei carichi ma dovrà sempre essere di tipo “rapido”. L è una comune lampada spia con tensione nominale 230V. Dz1, Dz2 saranno diodi zener da 100V e 1W, R5, R6 Avranno rispettivamente valore 1kΩ e 10kΩ entrambe con potenza dissipabile ¼W. Si fissa per C1 un valore di 100nF. Con R7 pari a 10kΩ la costante di tempo del treno di impulsi sarebbe di 1mS; tenendo conto che un periodo con frequenza di 50Hz dura 20mS, in un semiperiodo avremo 10 impulsi, in un periodo 20 (era il valore che ci aspettavamo). Per quanto riguarda invece l’angolo di convertitore ac acparzializzazione, la scelta dei valori di P1,P2,R3 e R4 ci deve consentire di regolare questo da 0 al valore massimo di π. Si scelgono i seguenti valori: P1 = 220kΩ P2 = 2.2MΩ R3 = 27kΩ R4 = 150kΩ; con questi valori la resistenza equivalente del gruppo varia tra Rmin = 22.8kΩ e Rmax = 223.5kΩ . Moltiplicando per C otteniamo il valore delle 2 costanti di tempo minima e massima: 2.2mS e 23mS. Si potrebbe opporre che risulta così possibile regolare l’angolo tra π e 2π, e così facendo si otterrebbe una forma d’onda asimmetrica (basti pensare ai grafici di figura 5, il TRIAC si innescherebbe solo con la semionda negativa, e non con entrambe). Questo problema non si pone perché il circuito formato dai diodi D1, D2, D3, D4 azzera ad ogni passaggio per lo zero la tensione raggiunta dalla capacità, e quindi l’angolo raggiunto, evitando tale problema. Essendovi già i due zener Dz1 e Dz2 a limitare la potenza dissipata sul gruppo resistivo, tutte le resistenze e i potenziometri che lo compongono possono avere potenza dissipabile pari a ¼W. Con C1 scarico e il gruppo resistivo bypassato su R7 verrebbe a trovarsi tutta la tensione di rete; questo caso (il peggiore verificabile) determina la potenza che deve essere in grado di dissipare R7, cioè: P = U²/R = 5.29W . Si adotterà una resistenza conconvertitore ac ac potenza dissipabile 10W e corazzata (al fine di disperdere meglio il calore). Per R1 ed R2 si adotta un valore di 50kΩ. Come si è visto precedentemente, durante le semionde positiva e negativa, tutta la tensione di rete viene ad insistere su R1 ed R2. Queste dovranno quindi poter dissipare un potenza pari a P = U²/R = 1W (si assumerà un valore di 2 W a scopo precauzionale). La corrente che scorrerà nei rami in questo caso sarà I = (U-1.41)/R = 4mA, e dovrà essere sopportabile dai diodi; Questi inoltre dovranno avere una tensione massima inversa pari a 230*√2. Vengono scelti dei diodi 1N4007. Per il trasformatore, la corrente massima assorbita dai circuiti alimentati a 12V viene stimata in 215mA (15mA assorbiti dalla ventola e 200mA dalla bobina del relè). Moltiplicati per la tensione di 12V danno una potenza di 2.58VA al secondario; si opterà quindi per un trasformatore da 5VA 230/12 per circuito stampato. Il ponte raddrizzatore dovrà essere in grado di soste nere la corrente di 215mA e una tensione inversa massima maggiore di 12*√2 V. Verrà quindi scelto un ponte da 50v 1A (valori commerciali più vicini). Si suppone di adottare un NTC da 2.2kΩ (a 25°C).convertitore ac ac Il transistor deve essere interdetto e, raggiunta la temperatura critica (supposta pari a 60°C) deve andare in saturazione; possiamo supporre che esso vada in saturazione con una Vbe pari a 1V; in pratica a 60°C raggiunti, il partitore resistivo deve garantire tra emettitore e base del transistor, una tensione di 1V (le tolleranze verranno corrette grazie al trimmer). Possiamo quindi fissare R2 = 50.6Ω, mentre per il trimmer il valore massimo sarà di 1KΩ (questo ci garantirà una regolabilità della temperatura critica abbastanza ampia). Il transistor scelto è il 2N3904, ampiamente in grado di sopportare la corrente assorbita dal relè e con una Vce massima di 80V. Il relè sarà a 12V monoscambio, con corrente dei contatti di scambio nominale di 10A. Il diodo D5 è un 1N4148 mentre il condensatore per evitare scintillazioni sarà del tipo in poliestere da 100nF.